本表对比了安森美（onsemi） EliteSiC CJFET 器件 UJ4C075033K3S 与某竞品厂商的Si超结（SJ） MOSFET 的关键特性。其中，UJ4C075033K3S 在25°C 下的额定值为 750 V，33 mΩ； 而竞品Si SJ MOSFET 在25°C 下的额定值为 650 V，29 mΩ。在此对比中，该 CJFET 的反向恢复电荷 Q_RR 降低至 1/60，栅极电荷 Q_G 降低至 1/6，反向传输电容 C_OSS(tr) 降低至 1/10。

SiC CJFET 与 Si SJ MOSFET 之间最显著的差异在于电容特性与裸片尺寸。在安森美 UJ4C075044B7S CJFET 与某竞品 Si SJ MOSFET 的对比中，尽管 CJFET 的阻断电压 V_BRDSS 高出 100V，且两者的导通电阻 R_DS(on) 额定值相近，但 SJ MOSFET 的反向传输电容 C_OSS(tr) 却高出 13倍 以上。这一差异源于 SJ MOSFET在低压范围内表现出的非线性特性，如下图所示。CJFET 的电压转换时间远短于SJ MOSFET 。在采用半桥整流拓扑（而非全桥）的电源系统中，CJFET 能始终实现显著更快的开关速度。

在用 SiC CJFET替代 Si SJ MOSFET 时，安森美建议通过调整死区时间（dead time）或在 CJFET 上增加缓冲电容，以有效管理因死区引起的导通损耗。尤其在较高开关频率下，死区时间带来的影响会变得更加显著。

对于CJFET而言，从检测到电流反向到JFET沟道完全导通通常存在延迟。举例来说：若死区时间为 100 ns，而开关频率为 100 kHz，则开关周期为 10 µs，此时死区仅占周期的 1%，该延迟影响相对较小。然而，若开关频率提升至 1 MHz，开关周期将缩短至 1 µs，死区时间便占整个周期的 10%，其影响不可忽视。

在相同死区时间下，相较于 Si SJ MOSFET，SiC CJFET 的漏源电压 VDS 放电速度更快，导致其体二极管在剩余死区时间内持续导通。假设 CJFET 剩余死区时间 T_DT(CJFET) 为 0.2 µs，体二极管正向压降 V_FD 为 1.2 V，开关频率 F_SW 为 100 kHz，开关电流 IC 为 10 A，则全桥拓扑中由剩余死区引起的功率损耗 P_DT 可通过以下公式计算：

在此案例中，计算得出的损耗为0.96W。然而，通过对栅极应用Adaptive Gate Control, 在死区时间内提前提升 VG2，让 VDS(CJFET) 降至 0V 的瞬间开通。即可使该部分损耗趋近于零。这一效果可通过观测 V_DS 与 V_GS 的输出波形加以验证。

死区时间越长，体二极管导通损耗的持续时间也越长。通过缩短 CJFET 的死区时间，或为其增加缓冲电容以匹配 Si SJ MOSFET 的 COSS ，可有效改善此问题。

在对比 SiC CJFET与Si SJ MOSFET时，当两者具有相同的电流变化率（ Δi/Δt ）并在相同的结温（ T_J = 25°C ）下工作，安森美UJ4C075033K3S CJFET 的反向恢复电荷（ Q_RR ）最多可比后者低 60 倍 。更小的反向恢复电荷意味着更高效率、更低噪声与更优的电磁兼容性。此外，CJFET在反向恢复过程中没有导致器件失效的风险，可显著提升系统整体稳健性。

开关电源应用

为展示CJFET在电源快速开关需求下的性能，我们测试了四款不同的安森美 CJFET 器件在3.6 kW图腾柱功率因数校正 (TPPFC) 硬开关拓扑中的效率。所有被测CJFET在半负载条件下均实现了超过99% 的峰值效率。

同步整流的实现，首先在于用可控的场效应晶体管（FET）替代谐振型电源转换器中通常在初级侧（有时也在次级侧）使用的二极管。由于这些 FET 的开关时序可以更直接地控制，转换器输出的直流波形能够更准确地匹配负载所需的电压和频率。

全桥移相有源桥零电压转换拓扑

以这种在 AC-DC 应用中日益普及的电路拓扑为例：所有通常使用二极管的开关位置均被场效应晶体管替代。“ZVT”代表零电压转换，该技术巧妙利用了主变压器的漏电感与开关的输出电容——这些通常被视为寄生元件的特性——并将其转化为优势。

例如，在标准全桥拓扑中置于初级侧外部的漏电感，现在可集成至内部。它在实现相同功能的同时，大幅缩减了占用空间。

通过有源桥移相控制，脉宽调制（PWM）可转换为固定开关频率的工作模式，这使控制实现更为简便，同时降低了开关对击穿电压的耐压要求。电磁干扰频谱也更为集中，使系统在整个宽输出电压范围内均能实现稳定且高效率的运行。

从电气工程师的角度来看，全桥功率转换过程的一大优势在于它能够实现软开关。严格来说，ZVS 并非一种刻意设计的技术手段，而更像是一种可被巧妙利用的物理现象。它通过功率转换器的谐振网络（或称“谐振腔”）得以实现。

典型的零电压开关会利用电容和电感构成一个谐振电路（即“谐振腔”）。而在实际应用中，常以变压器固有的励磁电流作为便捷的替代。可以把这个励磁电流看作一种振荡信号，它能够在PFC电路中 MOSFET（或 CJFET）两端电压为零（或极低）时，将器件导通。

波形整形的核心思想是：在输入电压处于波峰或波谷时导通或关断输出开关，而谐振所产生的自然振荡，恰好为这种基于电感特性的开关动作提供了理想时序。

该电流被有意设置为相位滞后于谐振网络的电压，正是这种滞后引发了谐振，从而触发场效应晶体管导通（并促使其他开关按序关断）。在此过程中，开关损耗得以有效避免，EMI 噪声也显著降低。

这是前文介绍的图腾柱PFC完整电路图。这种全"无桥式"拓扑结构包含五个功率转换级。最左侧为硬开关，其余四个均采用软开关技术。从左至右，每个同步整流转换级的电路结构逐级简化。

对于“快速桥臂”（即硬开关），图腾柱PFC需搭配RC缓冲器使用CJFET。若PCB布局空间受限无法容纳此元件，则 SiC MOSFET 可能成为唯一选择。否则，若考虑 CJFET 配合 RC 缓冲电路所能实现的性能特性，CJFET 将是更优方案。

对于"慢速桥臂"（即同步整流器件），其核心要求是具备低导通电阻R_DS(on) ，因此CJFET是最佳选择。

对于位于中间的初级 LLC 转换级（因其紧邻两个电感L和一个电容C而得名），导通损耗是主要损耗因素。在高开关频率下，关断开关损耗是另一个关键参数，因为 LLC 作为一种零电压开关（ZVS）拓扑，不存在导通损耗。CJFET 在配置缓冲器后已展现出极低的关断能量损耗E_off ，因此是初级 LLC 转换级的最佳选择。

随后的次级 LLC 转换级以及最右侧的 O-Ring 级可用于 400 V 输出电压的设计中。对于此类高压应用，低导通电阻 R_DS(on) 和低输出电容 COSS 至关重要，这使得 CJFET 在整个次级侧相比 SiC MOSFET 或 Si SJ MOSFET 更具优势。